IGBT并联技术四-硬并联风险(3)

二、门极共模环流现象
由于IGBT芯片与散热器之间存在耦合电容，因此系统中还存在着门极共模环流的现象。这时，我们把门极和发射极看做同一电位，门极线与辅助发射极线看做同一条线缆，这时上面的电流实际上是共模电流。
为了减小这个共模环流的影响，可以在门极和发射极线路上插入共模电感，以增大回路的共模电感量。Re1和Re3实际上对这个共模电流也是有阻尼作用的。 门极共模环流的抑制：
门极共模环流的模型如下，当激励源向网络内注入能量时，门极共模环流也可以形成振荡回路，而门极回路也可能参与振荡，进而影响到门极驱动的行为。如果在门极线和发射极线之间配置一个共模电感，使共模电流的阻抗增大，将对共模电流起到比较大的抑制作用。 三、直流母排杂散电感不对称
产生的问题(1)：
下图中，以上管开通为例。前一时刻，D2，D4在续流，绿线所示。后一时刻，T1与T3同时开通，此时D2，D4会发生反向恢复行为，T1，T3的电流会以较高的di/dt上升，如红线所示。在理想情况下，我们期望，D2的反向恢复电流只由T1提供，D4的反向恢复电流只由T3提供。我们不希望，D4的反向恢复电流有一部分由T1提供。换句话说，我们不希望左桥臂与右桥臂发生电流的交换。最好是，左右桥臂互不发生耦合。 产生的问题(2)：
但实际装置中，情况却不那么理想。假设Ldc1=Ldc2<Ldc3=Ldc4，这意味着两个桥臂的直流母排杂散电感不太对称，右桥臂的杂散电感偏大；且Ls1=Ls2，并显著小于Ldcx。
由于反向恢复电流的di/dt很大，属于高频电流，它对电感是很敏感的，它会选择阻抗小的路径流动，右桥臂的阻抗大些，T3的电流可以借助Ls2和Ls1的路径流过D2，如蓝色线所示。这样，发射极环流就产生了。
可见，即使IGBT能做到同步开关，如果直流母排杂散电感不对称，也会产生发射极环流。
因此，在设计直流母排时，一定要充分考虑结构的对称性。 四、交流排杂散电感数值过大
产生的问题(1)：
右下图中，Ls1和Ls2是两个IGBT模块交流输出端子到汇流点之间的电感量。左下图中，是电路模型。有以下几点：
1. 随着Ls1和Ls2逐渐增加(十几nH)，E3与E1的间的阻抗就会变大，使得高频电流不能轻易穿过Ls1和Ls2，两个桥臂间的高频耦合也会弱化；
2. Ls1和Ls2继续增大(几十nH) ，这时E1和E3的电位联系就越来越弱了，两个桥臂间的高频耦合也会继续弱化；
3. Ls1和Ls2继续增大(几百nH~几uH)就会演变成输出均流电抗，E1和E3间出现压差的时间会变长，发射极环流会变强烈。E1和E3间会出现稳态的电压差； 产生的问题(2)：
1. Ls1和Ls2的差异(LS1,Ls2不对称)，并不会带来明显的问题；
2. 交流排杂散电感（LS1+Ls2）的数值大小对下管的开关行为影响比较弱；
3. 交流排杂散电感（LS1+Ls2）的数值大小对上管驱动回路及上管IGBT的开关行为影响比较大； 
可见，在IGBT硬并联的情况下，交流排杂散电感（LS1+Ls2）应该尽量小。 五、IGBT开通门槛电压VGEth的差异所产生的问题
IGBT的门极开通门槛电压VGEth在IGBT开通行为中是比较重要的参数，下图是从某IGBT的数据手册上摘出来的该参数。可见，这个参数是有一定误差的，每个IGBT的VGEth 都不太一样。两个硬并联的IGBT，使用同一个驱动器进行驱动，假设Vge完全同步，施加在两个IGBT上。这两个IGBT由于VGEth 有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，猜测可能会有几ns~十几ns的差异。 六、IGBT开通延迟和关断延迟的差异所产生的问题
IGBT有开通延迟tdon和tdoff开通关断延迟，这些参数在IGBT的数据手册上通常只有典型值，没有标出最大和最小值。以开通为例，两个IGBT由于tdon 有轻微差异，其开通的时刻就会有差异，关断行为同理。本页及上页中谈到的都是IGBT个体的差异，很难克服。不过差异是比较小的。 七、门极杂散电感量差异对IGBT开通行为的影响
 门极杂散电感会影响IGBT的开通时刻及开通速度，门极杂散电感量大些，会使IGBT开通时刻变晚，但开通的过程比较剧烈，表现为开通时di/dt变高，二极管的反向恢复电流峰值因此而变大。因此，门极线缆需要强调对称性，且感量要低。 八、IGBT硬并联模块数增多与风险的关系
以上一直是以两个IGBT模块进行硬并联为例进行分析，实际工程中，并联的模块数可能会更多，将面临更多的风险：
1. 发射极环流的模型更复杂，更难以分析；
2. IGBT门极回路的扰动可能更多，
3. 并联的IGBT模块的数量超过2个后，直流母排杂散电感的对称性就不容易兼顾了；
结论：IGBT模块数越多，并联的风险越高。